具有双极差分输入的单电源 200kHz VFC

模拟数字转换方法比电压频率转换器 (VFC) 与计数器的经典组合更“成熟”。VFC 数字化自然是积分的，因此具有良好的噪声抑制能力，可编程分辨率也是如此（如果您想要更多位数，只需计数更长时间）。不幸的是，出于同样的原因，高转换速度并非如此。准确、高分辨率、微秒级的 VFC 转换时间困难，但至少毫秒级的速率肯定是可行的，如本设计理念所示。

近四十年前（在他的《高性能电压频率转换器设计》中），的模拟大师 Jim Williams 列出了电压频率转换的五种基本技术。他列出的个被称为“明显的”技术是“斜坡比较器”类型。由于我一直是显而易见的忠实粉丝，因此图 1中显示的简单 VFC是该基本主题的变体。它适用于从单个电源轨运行，具有方便灵活的差分双极输入，并且在高达 200 kHz 的频率下运行时具有可接受的线性度。下面是它的工作原理。

A2、R1 和 Q2 组合形成一个精密（Q2 α~0.998）电流吸收器，Q2 集电极电流为：

IC2 = (V1 – V2)/R1 = 100?A(V1 – V2)

非反相输入 V1 的范围为 0 至 (2 – V2)，具有相当高的输入阻抗 (>1 TΩ) 和低偏置电流 (10 pA)。反相输入 V2 具有较低的阻抗 (10 kΩ)，但可接受的电压范围从正 V1 到负 (V1 – 2)。如果仅使用一个输入，则另一个输入应接地。零点偏移约为 200 ?V (0.01%)。

如图2 （黄色线）所示，Ic2 将 1 nF 定时电容器 C1 从其复位电压 3.5 V 降至电压参考 U1 提供的 2.5 V 触发电平。执行此操作所需的斜坡时间如下：

T = C1(3.5 – 2.5)/Ic2 = C1R1/(V1 – V2)
= 1nF 10k/(V1 – V2) = 10?s/(V1 – V2)
Fout = 1/T = 100kHz (V1 – V2) < 200kHz

图 2 VFC 振荡波形其中：Vc1 是 VFC 时序斜坡，Fout 是计数器的输出，A1p5 是比较器的非反相输入。

比较器 A1 的反相输入连接到 C1，而其非反相输入则监视 2.5 V 参考。当 Vc1 斜坡下降到 2.5 V 时，将引发一系列（相当快的）事件。

首先，A1 的输出向 5 V 过渡，以 30 V/?sec 的速度在约 160 ns 内完成转换，通过C4的正反馈可提高速度。这在 Fout 上提供了一个输出脉冲（图 2 绿色轨迹），并打开 Q3 以开始 C1 的斜坡复位充电。同时，C3 将 Q3 的输出耦合到 D1，反向偏置二极管并暂时将 Ic2 从 C1 转移，从而产生图 2 黄色和红色轨迹上看到的有趣的小平点。稍后将对此进行详细介绍。

C1 的充电电流通过 Q3 的发射极流向 Q1 的基极，使 Q1 进入饱和状态，准确地将 R3 的顶端拉至 +5 V，从而将 A1 的非反相输入（引脚 5）拉至2.5(R5/(R3 + R5)) + 2.5 = 3.5 V（图 2 红色轨迹）。C1 充电持续进行，直到 A1 引脚 5 达到引脚 6 的 3.5 V，此时 A1 切换回 0，关闭 Q3（速度很快，因为 Q3 永远不会饱和）并完成 Fout 脉冲。

同时，Q3 的关断已从 Q1 中移除基极驱动，使其从饱和状态恢复（大约需要 500 纳秒，主要包括存储时间）、关断并释放 R3。这允许 A1 的引脚 5 返回到 U1 的 2.5 V 参考电压，等待下一个超时和 VFC 周期结束。

它还将斜坡复位期间在 C3 上积累的积分 Ic2 电荷通过 D1 转储到 C1 上。因此，D1 C3 电路特性可消除积分非线性误差，这种误差通常会因斜坡复位间隔期间电荷丢失而困扰斜坡比较器 VFC。Williams 在其斜坡比较器拓扑分析中就此缺陷提出了建议：“这种方法的一个严重缺点是电容器的放电复位时间。积分中‘丢失’的这个时间会导致严重的线性误差…… ” D1 C3 连接可防止这种非线性，允许 Ic2 积分在斜坡复位期间不间断地继续进行，因此不会“丢失”时间